一、引言

　　推挽拓撲在升壓電路中得到了廣泛應用。在兩級結構的純正弦波輸出車載逆變電源中，該DC/DC變換器用來作前一級的升壓電路。利用串聯諧振軟開關技術，該升壓電路具有開關管開關損耗小，效率高等優點，但由于輸入電壓低，輸出電壓高，故變壓器的損耗會較大。針對12V輸入、360V輸出的具體DC/DC變換器，提出一種雙變壓器軟開關推挽電路，兩個推挽變換器的變壓器次級串聯，以實現串聯諧振軟開關，并與單變壓器電路作比較分析。最后按照產品設計要求，分別研制了一臺雙變壓器和一臺單變壓器的變換器，并對該結構進行了驗證。

　　二、變壓器串聯諧振軟開關電路

　　1.主電路構成及工作原理圖1所示的軟開關推挽電路中MOSFET開關管和整流二極管均工作在零電壓開通和零電流關斷條件下，不僅效率高，并且電路的重量輕，體積小，成本低，輸出電壓紋波小。應用于純正弦波輸出車載逆變電源中的推挽電路需要將12V蓄電池電壓升壓到逆變電路所需的360V中間直流母線電壓。考慮到蓄電池電壓的波動，為使變換器在10V的輸入電壓下正常工作，變壓器次級繞組和初級繞組的匝數比較大。這將導致出現變壓器初、次級耦合不夠緊密，損耗增大等問題，最終造成效率下降。　　

圖1 單變壓器串聯諧振軟開關推挽電路原理圖

　　為提高變換器效率，在上述電路基礎上，提出一種雙變壓器串聯諧振軟開關電路拓撲，兩個推挽變換器的變壓器次級串聯，并且實現串聯諧振軟開關，如圖2所示。該變換器包括4個MOSFET開關管VT11，VT12，VT21，VT22、兩個變壓器、串聯諧振電路、輸出整流器、輸出濾波電容Co和負載R Lo旁路電容C11，C12，C21，C22利用MOSFET開關管漏源極間的寄生電容，串聯諧振電感L利用變壓器次級的漏感。選擇串聯電路的諧振頻率為電路工作的開關頻率。由于C0較大，故輸出電壓可看作近似恒定;諧振電路損耗忽略不計。令諧振電感電流i L 和諧振電容電壓u c 的初始值分別為i L0 和u C0，則i L 和u c 應滿足：　　

　　電路達到穩態后，開關管導通時L-C串聯諧振電路的壓降為零。令開關管從t o時刻開始導通，則在導通階段，式(2)和式(3)可簡化為：　　

圖2 雙變壓器串聯諧振軟開關推挽電路原理圖

　　由上述分析可得圖3所示的電路理想工作波形。其中i ml ，i m2 分別為兩個變壓器的激磁電流。　　

圖3 雙變壓器軟開關電路理想工作波形

　　(1)階段1[t 0 ，t 1 ] VT11，VT21 在零電壓條件下導通，VTl2，VT22關斷,通過L，C諧振，當流過VT11，VT21的電流諧振到零時，VT l1 ，VT 21 實現零電流關斷。

　　(2)階段2[t 1 ，t 2 ]VT11，VT21，VT12，VT22都關斷，通過變壓器剩余的激磁電流，使C11，C21充電至2U in ，同時C12 ,C22上的電壓放電到零。

　　(3)階段3[t 2 ，t 3 ]VT12，VT22在零電壓條件下導通，VT11，VT21關斷，通過L，C諧振，當流過VT12，VT22的電流諧振到零時，VT12,VT22實現零電流關斷。

　　(4)階段4[t 3 ，t 4 ]VT11，VT21，VTl2，VT22都關斷，通過變壓器剩余的激磁電流，使C12，C22充電至2U in ，同時C11,C21上的電壓放電到零。

　　可見，階段2和4的時間由開關管漏源極間的寄生電容和變壓器激磁電流決定，在t 2 或t 4 時刻后開通VT12，VT22或VT11，VT21即可實現零電壓開通。

　　2.雙變壓器電路與單變壓器電路的比較分析可見,雙變壓器電路用次級串聯的兩個變壓器取代了單個變壓器。其初級的兩個獨立的推挽主電路分別連接輸入電源，并采用相同時序的控制信號。該電路利用兩個變壓器次級漏感之和作為串聯諧振電感，無需額外的電感，保持了單變壓器電路的優點。此外，其優點還有：①變壓器匝比減為原先單個變壓器時的一半，在輸入電壓一定時，次級電壓減為原先的一半，次級串聯后得到的電壓等于原先的電壓。由于匝比減小，較好解決了初、次級的耦合問題，減小了損耗。②輸出功率一定時，流過開關管和變壓器初級的電流都減半。因此，單個開關管的導通損耗和單個變壓器的初級銅耗將減為原先的1/4，全部開關管的導通損耗和全部變壓器的初級銅耗也將減為原先的一半，有效提高了效率。根據實際情況設計變壓器時應注意：①要盡量保證變壓器的次級漏感應小，以確保品質因數在一定范圍內，從而使電路工作過程中諧振元件不用承受太大的電壓;②兩個變壓器參數保持一致，使它們傳遞同樣的功率，防止因功率不同出現的過熱現象。