在高頻串聯(lián)諧振感應(yīng)加熱電源的運(yùn)行過程中,因爐料大小不等和溫度變化等因素,負(fù)載等效參數(shù)和固有諧振頻率會(huì)發(fā)生變化,為了使逆變器始終工作在功率因數(shù)接近1的準(zhǔn)諧振或諧振狀態(tài),必須采用頻率跟隨控制系統(tǒng)。同時(shí),為了避免上下橋臂直通短路,在兩路驅(qū)動(dòng)信號(hào)之間需留有一定的死區(qū),死區(qū)寬度與器件的開關(guān)損耗和逆變器運(yùn)行性能密切相關(guān)。傳統(tǒng)的死區(qū)形成采用RC模擬電路實(shí)現(xiàn),死區(qū)的大小通過調(diào)節(jié)電位器人為調(diào)整,不具備在線調(diào)整功能。為保證串聯(lián)逆變器高效可靠運(yùn)行,研究最佳死區(qū)的逆變控制系統(tǒng)具有十分重要的意義。文中采用集成鎖相環(huán)電路進(jìn)行負(fù)載的頻率跟蹤,同時(shí),根據(jù)負(fù)載工作頻率和功率,利用DSP實(shí)時(shí)調(diào)節(jié)死區(qū)寬度,實(shí)現(xiàn)了串聯(lián)諧振逆變器的最佳死區(qū)數(shù)字控制。

　　一、串聯(lián)諧振逆變器的控制要求

　　1、工作原理

　　圖1示出逆變器主電路,由4個(gè)功率MOSFET開關(guān)管VS1～VS4構(gòu)成H橋逆變電路,吸收電路略。

圖1 串聯(lián)諧振逆變器原理圖

　　圖中T——起負(fù)載阻抗匹配作用的高頻變壓器

　　Co——負(fù)載槽路諧振電容

　　Lo,Ro——高頻感應(yīng)爐等效參數(shù)

　　對(duì)于串聯(lián)諧振逆變器,需要用直流電壓源供電,在直流輸入端并入一個(gè)大電容Cd,可近似認(rèn)為逆變器輸入端電壓Ud固定不變。輪流導(dǎo)通和關(guān)斷VS1,VS4和VS2,VS3,在逆變器的輸出端獲得交變的方波電壓Vo。同時(shí),為了減小開關(guān)損耗和提高功率因數(shù),應(yīng)盡量使電源工作在準(zhǔn)諧振或諧振狀態(tài),因此在實(shí)際運(yùn)行中要進(jìn)行頻率跟蹤,使逆變器輸出的方波電壓頻率和相位與負(fù)載諧振頻率和相位保持一致。

　　2、最佳死區(qū)調(diào)節(jié)

　　為了防止上下橋臂開關(guān)管“直通”,逆變器的兩路驅(qū)動(dòng)信號(hào)之間要留有適當(dāng)?shù)乃绤^(qū)。一個(gè)合理的死圖1串聯(lián)諧振逆變器原理圖區(qū)時(shí)間應(yīng)包含器件的關(guān)斷時(shí)間,而且死區(qū)寬度變大,關(guān)斷損耗隨之增大。此外,當(dāng)VS1,VS4可靠關(guān)斷后,橋臂上功率MOSFET的輸出電容電壓均為Ud/2,若在此時(shí)開通VS2,VS4,則C2,C3上的電荷會(huì)直接經(jīng)VS2,VS3本身短路放電,而輸出電容與漏極以及源極的內(nèi)部引線電感可能會(huì)發(fā)生諧振,從而產(chǎn)生電壓和電流尖峰,為了避免這種現(xiàn)象的發(fā)生,需待輸出電容放電結(jié)束后方可開通另一對(duì)管子。可見,最佳死區(qū)時(shí)間應(yīng)包括器件關(guān)斷時(shí)間和輸出電容放電時(shí)間之和。根據(jù)理論推導(dǎo),最佳死區(qū)時(shí)間為:

　　式中toff——器件關(guān)斷時(shí)間

　　V——負(fù)載電壓有效值

　　I——負(fù)載電流有效值

　　ω=2πf

　　f——負(fù)載諧振頻率

　　Ci——逆變橋臂上MOSFET的輸出電容值(i=1,2,3,4)

　　二、逆變控制系統(tǒng)的原理與硬件實(shí)現(xiàn)

　　文中利用霍爾電流傳感器、高速比較器和集成鎖相環(huán)CD4046來實(shí)現(xiàn)頻率跟蹤,鎖相環(huán)與DSP數(shù)字信號(hào)處理器以及數(shù)字邏輯芯片相結(jié)合來實(shí)現(xiàn)在線死區(qū)調(diào)節(jié)。圖2示出該逆變控制系統(tǒng)框圖。

圖2 逆變控制系統(tǒng)框圖

　　1、逆變鎖相環(huán)控制

　　集成鎖相環(huán)CD4046主要由鑒相器PD,壓控振蕩器VCO和外接無源RC低通濾波器組成[3],如圖2所示。相位比較器接受來自VCO的輸出頻率fo,并將其與負(fù)載槽路的諧振頻率fr作比較,隨即產(chǎn)生一個(gè)相位的可變誤差電壓輸出至低通濾波器。誤差電壓經(jīng)LPF濾波后送至VCO的控制輸入端,以逐步減小fo和fr之間的任何頻率差和相位差,此時(shí)環(huán)路即被鎖定。若在PLL反饋環(huán)中插入分頻器,電路鎖定時(shí)VCO的fo將是fr的N倍(N為分頻系數(shù))該系統(tǒng)中N取2。

　　2、最佳死區(qū)跟隨系統(tǒng)的硬件實(shí)現(xiàn)

　　選擇槽路電流信號(hào)作為鎖相環(huán)的輸入信號(hào),快速比較器MAX901起波形變換的作用,它將霍爾電流傳感器送來的負(fù)載正弦電流變換成方波信號(hào)作為CD4046的參考輸入,只要負(fù)載的fr在鎖相環(huán)的跟蹤范圍內(nèi)變化,即可保證實(shí)現(xiàn)自動(dòng)跟蹤。CD4046的13引腳與9引腳間所接的低通濾波器,其時(shí)間常數(shù)限制了系統(tǒng)跟蹤輸入信號(hào)頻率的速度,同時(shí)也限制了捕捉范圍,文中選取的R=10kΩ,C=0.1μF。VCO的輸出引腳4上接一JK觸發(fā)器74LS109,經(jīng)過分頻的信號(hào)反饋回鑒相器,因此鎖相環(huán)實(shí)際輸出信號(hào)①的頻率是負(fù)載頻率的2倍。此信號(hào)分兩路,一路經(jīng)快速光耦6N137隔離進(jìn)入DSP,實(shí)現(xiàn)死區(qū)寬度的控制,另一路進(jìn)入CPLD進(jìn)行數(shù)字邏輯處理,整個(gè)控制系統(tǒng)原理框圖如圖3所示。

圖3 硬件電路圖

　　該控制系統(tǒng)中各點(diǎn)波形分析如圖4所示,②為DSP環(huán)節(jié)輸出,改變②相對(duì)于①上升沿的延遲時(shí)間,就能改變死區(qū)寬度。在實(shí)際電路中,電流采樣、鎖相跟蹤、隔離驅(qū)動(dòng)等都需要時(shí)間,這將使驅(qū)動(dòng)信號(hào)滯后電流信號(hào)一個(gè)角度,因此必須加相位補(bǔ)償電路。利用CD4046鎖相環(huán)PDII的特點(diǎn),在比較器MAX901的負(fù)端接一偏置電壓,使得輸出信號(hào)上升沿提前ΔT時(shí)間,調(diào)節(jié)電位器即可調(diào)節(jié)ΔT的值。

圖4 波形圖

　　CPLD輸出的兩路帶死區(qū)的脈沖PWM1,PWM2經(jīng)過光耦隔離后輸入給IR2110,驅(qū)動(dòng)開關(guān)器件MOSFET。

　　三、死區(qū)的軟件實(shí)現(xiàn)

　　TMS320LF2407A是16位定點(diǎn)DSP芯片,40MIPS的執(zhí)行速度,具有獨(dú)立的數(shù)據(jù)總線和地址總線。它包含兩個(gè)事件管理器模塊EVA和EVB,每個(gè)包括兩個(gè)16位通用定時(shí)器,3個(gè)捕獲單元,可以捕獲引腳上的跳變,獲得相應(yīng)信號(hào)的頻率;5個(gè)外部中斷;以及16路的10位A/D轉(zhuǎn)換器。

　　設(shè)計(jì)中選用ADCIN00,ADCIN01對(duì)電流和電壓采樣,用事件管理器EVA中的定時(shí)器1周期性地產(chǎn)生ADC轉(zhuǎn)換觸發(fā)信號(hào),在ADC中斷程序中讀取轉(zhuǎn)換值。為了提高精度,可以設(shè)置采樣次數(shù),取其平均值。信號(hào)進(jìn)入DSP前先經(jīng)過有源濾波器濾除高頻干擾信號(hào)。進(jìn)入AD通道的模擬信號(hào)幅值應(yīng)該在0～3.3V之間,所以濾波后的電流電壓信號(hào)要經(jīng)過限幅跟隨電路,正弦的電流信號(hào)可經(jīng)過阻容濾波電路得到有效值,進(jìn)入AD通道采樣。

　　DSP內(nèi)的捕獲單元可以檢測(cè)負(fù)載頻率。用定時(shí)器2作為CAP1的時(shí)基,檢測(cè)CD4046輸出波形的上升沿,在中斷程序中讀取捕獲值。為了得到比較準(zhǔn)確的結(jié)果,重復(fù)測(cè)試并取其平均值。同時(shí),在捕獲單元的中斷程序中,根據(jù)求得的頻率值以及電流電壓有效值的平均值,調(diào)用最佳死區(qū)計(jì)算子程序,查相關(guān)資料可得toff值,求得相應(yīng)死區(qū)寬度。

　　用2407A的一路外部中斷引腳XINT1檢測(cè)6N137的輸出波形上升沿和下降沿。XINT1引腳中斷有高優(yōu)先級(jí)模式和低優(yōu)先級(jí)模式,文中選用前者。當(dāng)輸入從高電平跳變?yōu)榈碗娖綍r(shí),在高優(yōu)先級(jí)的中斷服務(wù)程序中,延遲一段時(shí)間后讓輸出引腳IOPA6變?yōu)榈碗娖?死區(qū)時(shí)間減去程序指令執(zhí)行時(shí)間即為延遲時(shí)間。當(dāng)檢測(cè)到上升沿時(shí),立即讓IOPA6輸出高電平,但由于程序執(zhí)行需要時(shí)間,低電平跳變?yōu)楦唠娖较鄬?duì)應(yīng)地會(huì)存在一段時(shí)間延遲,DSP輸出引腳接光耦隔離6N137后波形如圖4中②所示。

　　DSP的輸出與4046的輸出經(jīng)過數(shù)字邏輯處理(如圖3),就可以得到所需要的帶死區(qū)的兩路PWM脈沖信號(hào)。其中,控制IOPA6高電平的觸發(fā)時(shí)間就可以控制死區(qū)寬度。用單片CPLD實(shí)現(xiàn)復(fù)雜的邏輯電路可使整個(gè)電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單,集成度高。

　　四、實(shí)驗(yàn)結(jié)果與結(jié)論

　　根據(jù)上述理論分析和電路設(shè)計(jì),研制了基于DSP的串聯(lián)諧振頻率跟隨系統(tǒng)。以IRFP460作為逆變器的開關(guān)管,其中的一組試驗(yàn)波形如圖5所示。圖5a為異或門輸出1與二分頻輸出2波形,兩路信號(hào)相與后就可產(chǎn)生帶死區(qū)的驅(qū)動(dòng)脈沖信號(hào);圖5b為反饋信號(hào)3與驅(qū)動(dòng)信號(hào)4的波形,可見,控制電路很好地實(shí)現(xiàn)了頻率跟蹤且使相位保持一致;圖5c為槽路電流io與輸出電壓Vo波形,其中,電壓幅值為100V,電流幅值為7A,諧振頻率為105kHz。整個(gè)電路運(yùn)行狀態(tài)良好。根據(jù)電流電壓有效值和諧振頻率,DSP實(shí)時(shí)計(jì)算出死區(qū)時(shí)間,圖5a中死區(qū)寬度為450ns。

圖5 試驗(yàn)波形

　　實(shí)驗(yàn)證明,該控制系統(tǒng)充分利用了DSP的高速運(yùn)算能力和豐富的片內(nèi)外資源,將CD4046倍頻鎖相功能與DSP迅速準(zhǔn)確地自動(dòng)調(diào)節(jié)死區(qū)大小有機(jī)結(jié)合起來。在電源運(yùn)行過程中,當(dāng)負(fù)載諧振頻率、負(fù)載電壓、電流發(fā)生變化時(shí),控制系統(tǒng)能快速跟蹤頻率的變化,并且根據(jù)負(fù)載電流、電壓的有效值計(jì)算出最佳死區(qū)的大小,實(shí)時(shí)、自動(dòng)地調(diào)節(jié)脈沖死區(qū)寬度,實(shí)現(xiàn)了具有最佳死區(qū)的逆變頻率自動(dòng)跟隨控制系統(tǒng)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明,該系統(tǒng)的頻率跟蹤速度快,死區(qū)控制精度高,逆變器的開關(guān)損耗小,在工業(yè)控制中具有實(shí)用意義。