在高頻串聯諧振感應加熱電源的運行過程中,因爐料大小不等和溫度變化等因素,負載等效參數和固有諧振頻率會發生變化,為了使逆變器始終工作在功率因數接近1的準諧振或諧振狀態,必須采用頻率跟隨控制系統。同時,為了避免上下橋臂直通短路,在兩路驅動信號之間需留有一定的死區,死區寬度與器件的開關損耗和逆變器運行性能密切相關。傳統的死區形成采用RC模擬電路實現,死區的大小通過調節電位器人為調整,不具備在線調整功能。為保證串聯逆變器高效可靠運行,研究最佳死區的逆變控制系統具有十分重要的意義。文中采用集成鎖相環電路進行負載的頻率跟蹤,同時,根據負載工作頻率和功率,利用DSP實時調節死區寬度,實現了串聯諧振逆變器的最佳死區數字控制。

　　一、串聯諧振逆變器的控制要求

　　1、工作原理

　　圖1示出逆變器主電路,由4個功率MOSFET開關管VS1～VS4構成H橋逆變電路,吸收電路略。

圖1 串聯諧振逆變器原理圖

　　圖中T——起負載阻抗匹配作用的高頻變壓器

　　Co——負載槽路諧振電容

　　Lo,Ro——高頻感應爐等效參數

　　對于串聯諧振逆變器,需要用直流電壓源供電,在直流輸入端并入一個大電容Cd,可近似認為逆變器輸入端電壓Ud固定不變。輪流導通和關斷VS1,VS4和VS2,VS3,在逆變器的輸出端獲得交變的方波電壓Vo。同時,為了減小開關損耗和提高功率因數,應盡量使電源工作在準諧振或諧振狀態,因此在實際運行中要進行頻率跟蹤,使逆變器輸出的方波電壓頻率和相位與負載諧振頻率和相位保持一致。

　　2、最佳死區調節

　　為了防止上下橋臂開關管“直通”,逆變器的兩路驅動信號之間要留有適當的死區。一個合理的死圖1串聯諧振逆變器原理圖區時間應包含器件的關斷時間,而且死區寬度變大,關斷損耗隨之增大。此外,當VS1,VS4可靠關斷后,橋臂上功率MOSFET的輸出電容電壓均為Ud/2,若在此時開通VS2,VS4,則C2,C3上的電荷會直接經VS2,VS3本身短路放電,而輸出電容與漏極以及源極的內部引線電感可能會發生諧振,從而產生電壓和電流尖峰,為了避免這種現象的發生,需待輸出電容放電結束后方可開通另一對管子。可見,最佳死區時間應包括器件關斷時間和輸出電容放電時間之和。根據理論推導,最佳死區時間為:

　　式中toff——器件關斷時間

　　V——負載電壓有效值

　　I——負載電流有效值

　　ω=2πf

　　f——負載諧振頻率

　　Ci——逆變橋臂上MOSFET的輸出電容值(i=1,2,3,4)

　　二、逆變控制系統的原理與硬件實現

　　文中利用霍爾電流傳感器、高速比較器和集成鎖相環CD4046來實現頻率跟蹤,鎖相環與DSP數字信號處理器以及數字邏輯芯片相結合來實現在線死區調節。圖2示出該逆變控制系統框圖。

圖2 逆變控制系統框圖

　　1、逆變鎖相環控制

　　集成鎖相環CD4046主要由鑒相器PD,壓控振蕩器VCO和外接無源RC低通濾波器組成[3],如圖2所示。相位比較器接受來自VCO的輸出頻率fo,并將其與負載槽路的諧振頻率fr作比較,隨即產生一個相位的可變誤差電壓輸出至低通濾波器。誤差電壓經LPF濾波后送至VCO的控制輸入端,以逐步減小fo和fr之間的任何頻率差和相位差,此時環路即被鎖定。若在PLL反饋環中插入分頻器,電路鎖定時VCO的fo將是fr的N倍(N為分頻系數)該系統中N取2。

　　2、最佳死區跟隨系統的硬件實現

　　選擇槽路電流信號作為鎖相環的輸入信號,快速比較器MAX901起波形變換的作用,它將霍爾電流傳感器送來的負載正弦電流變換成方波信號作為CD4046的參考輸入,只要負載的fr在鎖相環的跟蹤范圍內變化,即可保證實現自動跟蹤。CD4046的13引腳與9引腳間所接的低通濾波器,其時間常數限制了系統跟蹤輸入信號頻率的速度,同時也限制了捕捉范圍,文中選取的R=10kΩ,C=0.1μF。VCO的輸出引腳4上接一JK觸發器74LS109,經過分頻的信號反饋回鑒相器,因此鎖相環實際輸出信號①的頻率是負載頻率的2倍。此信號分兩路,一路經快速光耦6N137隔離進入DSP,實現死區寬度的控制,另一路進入CPLD進行數字邏輯處理,整個控制系統原理框圖如圖3所示。

圖3 硬件電路圖

　　該控制系統中各點波形分析如圖4所示,②為DSP環節輸出,改變②相對于①上升沿的延遲時間,就能改變死區寬度。在實際電路中,電流采樣、鎖相跟蹤、隔離驅動等都需要時間,這將使驅動信號滯后電流信號一個角度,因此必須加相位補償電路。利用CD4046鎖相環PDII的特點,在比較器MAX901的負端接一偏置電壓,使得輸出信號上升沿提前ΔT時間,調節電位器即可調節ΔT的值。

圖4 波形圖

　　CPLD輸出的兩路帶死區的脈沖PWM1,PWM2經過光耦隔離后輸入給IR2110,驅動開關器件MOSFET。

　　三、死區的軟件實現

　　TMS320LF2407A是16位定點DSP芯片,40MIPS的執行速度,具有獨立的數據總線和地址總線。它包含兩個事件管理器模塊EVA和EVB,每個包括兩個16位通用定時器,3個捕獲單元,可以捕獲引腳上的跳變,獲得相應信號的頻率;5個外部中斷;以及16路的10位A/D轉換器。

　　設計中選用ADCIN00,ADCIN01對電流和電壓采樣,用事件管理器EVA中的定時器1周期性地產生ADC轉換觸發信號,在ADC中斷程序中讀取轉換值。為了提高精度,可以設置采樣次數,取其平均值。信號進入DSP前先經過有源濾波器濾除高頻干擾信號。進入AD通道的模擬信號幅值應該在0～3.3V之間,所以濾波后的電流電壓信號要經過限幅跟隨電路,正弦的電流信號可經過阻容濾波電路得到有效值,進入AD通道采樣。

　　DSP內的捕獲單元可以檢測負載頻率。用定時器2作為CAP1的時基,檢測CD4046輸出波形的上升沿,在中斷程序中讀取捕獲值。為了得到比較準確的結果,重復測試并取其平均值。同時,在捕獲單元的中斷程序中,根據求得的頻率值以及電流電壓有效值的平均值,調用最佳死區計算子程序,查相關資料可得toff值,求得相應死區寬度。

　　用2407A的一路外部中斷引腳XINT1檢測6N137的輸出波形上升沿和下降沿。XINT1引腳中斷有高優先級模式和低優先級模式,文中選用前者。當輸入從高電平跳變為低電平時,在高優先級的中斷服務程序中,延遲一段時間后讓輸出引腳IOPA6變為低電平,死區時間減去程序指令執行時間即為延遲時間。當檢測到上升沿時,立即讓IOPA6輸出高電平,但由于程序執行需要時間,低電平跳變為高電平相對應地會存在一段時間延遲,DSP輸出引腳接光耦隔離6N137后波形如圖4中②所示。

　　DSP的輸出與4046的輸出經過數字邏輯處理(如圖3),就可以得到所需要的帶死區的兩路PWM脈沖信號。其中,控制IOPA6高電平的觸發時間就可以控制死區寬度。用單片CPLD實現復雜的邏輯電路可使整個電路結構簡單,集成度高。

　　四、實驗結果與結論

　　根據上述理論分析和電路設計,研制了基于DSP的串聯諧振頻率跟隨系統。以IRFP460作為逆變器的開關管,其中的一組試驗波形如圖5所示。圖5a為異或門輸出1與二分頻輸出2波形,兩路信號相與后就可產生帶死區的驅動脈沖信號;圖5b為反饋信號3與驅動信號4的波形,可見,控制電路很好地實現了頻率跟蹤且使相位保持一致;圖5c為槽路電流io與輸出電壓Vo波形,其中,電壓幅值為100V,電流幅值為7A,諧振頻率為105kHz。整個電路運行狀態良好。根據電流電壓有效值和諧振頻率,DSP實時計算出死區時間,圖5a中死區寬度為450ns。

圖5 試驗波形

　　實驗證明,該控制系統充分利用了DSP的高速運算能力和豐富的片內外資源,將CD4046倍頻鎖相功能與DSP迅速準確地自動調節死區大小有機結合起來。在電源運行過程中,當負載諧振頻率、負載電壓、電流發生變化時,控制系統能快速跟蹤頻率的變化,并且根據負載電流、電壓的有效值計算出最佳死區的大小,實時、自動地調節脈沖死區寬度,實現了具有最佳死區的逆變頻率自動跟隨控制系統。實驗結果表明,該系統的頻率跟蹤速度快,死區控制精度高,逆變器的開關損耗小,在工業控制中具有實用意義。